某产品辐射骚扰整改思路、方法及实践案例
某产品首次EMC测试时，辐射、静电、浪涌均失败。本篇先讨论辐射超标。
01 辐射超标
50MHz 、100MHz 、130MHz 、200MHz，4个频点明显超标，其中130MHz 左右最明显，超出 19dB；后将电路板仅仅保留开关电源部分，150MHz 附近超标严重，下图为垂直位置的辐射（因为整个实验过程中垂直位置整体结果较水平要差，因此全文仅针对垂直位置的辐射结果进行阐述）。
02 问题定位
从频率上来看，辐射源不可能是射频模块以及后级 LDO 电路， 纵览整个电路系统各个 电路功能的工作频率，只可能是 MCU 的 8MHz 晶振以及前级开关电源2造成的。
在检测机构辐射测试超标后，第一时间将射频模块、MCU 及其外围（包括晶振） 全部 停止供电，仍然超标，至此可以确认是开关电源导致的辐射问题。
回到实验室， 重点寻找辐射的来源，利用示波器的探头可以快速扫描板上辐射严重的区 域，如下图所示：
图1 简易探测环原理
将鳄鱼夹夹至探头探针，便形成了一个探测环， 将探测环缓慢地在PCB板上方1~2cm附近移动，如 果某处存在高频干扰，则会在附近形成变化的磁力线分布，磁力线穿过探测环便形成了磁通， 变化的磁通将 会在环上形成感应电压。
此时，将示波器设置为“余辉”模式，若某处辐射强烈，则会将波形抬高，利用这 种方法找出波形最高时对应的探测位置。当然，也可自行绕制一个多匝空心线圈以提高灵敏度。
上图出自《High-Speed Digital Design》Measurement Techniques 章节的第 87 页， 该章节本意是用于说明为什么测量电源纹波时不能使用鳄鱼夹，而在本案例中， 反其道而行之， 故意让探头收集更多的噪声以更快发现干扰源。
通过这种简单的办法，很快发现开关电源芯片上方的辐射最为强烈，与其紧挨的器件是一颗肖特基二极管，即续流二极管。由于 MOS 管集成在开关电源芯片内部，无法测量到 MOS 管的开关波形，因此可以测量续流二极管两端的电压波形：
图2 BUCK续流二极管位置
图3 续流二极管两端的电压振铃 (MOS 导通时)
图3红圈内的振铃明显有“过冲”现象，将这部分波形展开，发现其振荡频率恰好为122MHz，如图4所示，这与152MHz 超标频点非常接近！进一步分析可以知道，这个振铃是由于二极管的反向恢复引起的， 要想消除这个电压振铃，最简单的办法是在D2两端并联RC吸收电路。
图4 续流二极管电压振铃频率
03 RC 参数选择
经过不断尝试，选择了2200pF+10Ω的组合（实验结果表明，电容越大，电压尖峰越低，但是图7中绿色箭头标示的电压下降斜坡也会越平缓，同时紧跟其后的谐振波形周期数也会越少，这是因为LC谐振频率 f 反比于C值，至于这个谐振则属于轻载时的正常现象）。
这里要特别注意电阻 R 的功率选取，若电阻额定功率太小则其会被烧毁，最简单的办法是先用1206 的 10Ω电阻应用在电路中，随后用示波器测量R两端的电压波形，调出波形的RMS电压，用这个电压VRMS 计算出电阻R的功率P=V2RMS/R。
在本案例中，VRMS约为1V，则电阻功率为 0.1W，稳妥起见，降额50%，则至少需要0.2W，因此最终选择了1210封装的电阻。
图5、图6分别示出了重载和轻载时的续流二极管电压波形，不难发现，通过增加RC吸收电路，已经完全解决了电压振铃问题，图7即为上升尖峰展开波形， 可以发现已经没有振荡发生。
图5 重载时的续流二极管电压波形
图6 轻载时的续流二极管电压波形
图7 续流二极管的电压上升波形 (MOS 管导通时)
04 解决之道
基于上面的实验结果，并不能认为辐射超标问题已经解决，影响辐射测试结果的因素很多，因此整改手段不能仅有一个，在前往检测机构之前，必须有多种方案可供选择才不至于无功而返。
①RC吸收
显然，RC吸收电路可以在源头上遏制辐射的产生， 对测试结果有积极的作用。
②磁环
将磁环套于电源线上，对比前后的测试结果可以快速验证此辐射是否属于共模辐射，这种方法是在共模电压/电流的传播路径上制造障碍以及消耗能量。
③共模电感
最初设计电源输入级时，并未加入共模电感，一是产品没有EMC认证方面的需求，二是为了节省成本，然而后期市场需求发生了变化，因此不得不解决辐射超标的问题，但此时 PCB 已无多余空间用于安装共模电感，怎么办？
在不确定共模电感究竟能带来多大改善的情况下，贸然改板断然是不合适的。为此，自制了一个EMI滤波器，如图8所示，为了使连接可靠，特意加上了一个DC圆头用于与产品电源接口对接，最后将电源线通过鳄鱼夹夹至TP5和TP6即可。
图8 自制的输入滤波器
④差模电感
外接一个由差模电感组成的EMI滤波器，此滤波器主要用于减小差模辐射。和图8类似，差模电感滤波器的原理图和实物与共模电感相差无几，唯一的区别是 L2使用了两个分立的电感代替。
05 实地验证
方案拟定好后，就该准备前往EMC检测机构进行测试了。出发前，先分析4个解决方案的易操作程度：方案2最容易验证，只要将磁环往电源线上一扣就好；方案3、4可通过自制一个滤波器串接在电源接口处，也好实现；但方案1需要拆装产品并焊接电阻电容稍显麻烦，因此，测试验证顺序应当依次是方案2-3/4-1。
①获得原始数据
图9 待整改机器垂直辐射测试结果 (原始数据)
②串入磁环
123MHz对应的1/4波长为0.6m，与电源线电缆长度非常接近，极有可能属于共模干扰通过线缆辐射出去的（共模电压驱动的天线），对付共模辐射首先想到的是电源线上套磁环，因为简单易行。
图10 电源线绕磁环一圈测试结果
为了增加效果， 特意将电源线绕磁环一圈测试，对比图9（原始数据）和图10发现，增加磁环之后垂直方向的辐射超标改善非常明显，123MHz超标频点已被消灭，仅剩下228MHz附近超标0.9dB！至此可以确定，该辐射主要是共模辐射。既然是共模辐射，采用共模电感应能取得同样的效果，之所以考虑共模电感， 一是出于产品外观考虑，不允许串接一个体积太大的磁环；二是因为实验中使用的磁环型号未知（某宝淘来的，据说是 TDK 的)。
③共模电感
将磁环拆下后，接入事先准备好的EMI滤波器，上电测试—这里需要指出，实际上共模 电感滤波器准备了两套，唯一不同的是板上共模电感的型号，尽管它们同属于TDK的ACM4520系列，但频率-阻抗曲线稍有不同，ACM4520-231-2P-T000和ACM4520-421-2P-T000的频率-阻抗曲线如图11所示。
图11 421和231阻抗特性曲线
在低于300MHz频率时，421的整体阻抗要比231高，而要整改的频点低于300MHz，因此可以大胆地猜想：带有421的滤波器的产品辐射水平应比231要略低。
而实际情况和猜想一致，如图12 和图13，红色波形代表231滤波器，黑色波形代表421滤波器，通过对比不难发现，在100M~300MHz区间内，421的辐射水平整体比231要低，同时即便是采用231余量也很充足。特意让EMC检测机构的员工帮我把两个波形合成到一张图里便于对比。
图12 垂直位置 231 (红色波形) 与421(黑色波形) 滤波器辐射测试结果
图13 水平位置 231 (红色波形)与 421 (黑色波形) 滤波器辐射测试结果
图14 采用 231 滤波器后余量充足
④RC的影响
在验证RC吸收方案之前，已将上一步骤中的 EMI滤波器撤掉。前面提到，电容最终选择了2200pF，电容太大的影响已经阐明，那么电容偏小又会对辐射测试造成何种影响？
方法一：R不变，C取值1000pF
图15 使用1000pF吸收电容时的辐射测试结果
对比图15和原始数据图9可以发现，一方面，单纯使用RC吸收电路（不加磁环、不加共模电感）改善也很明显，只是存在余量不足的问题；另一方面，实验室的结果表明，2200pF是比较合适的，为此将电容改为2200pF，再次测试。
方法二：R不变，C改为220pF
图16 使用2200pF吸收电容时的辐射测试结果
对比图15和图16可知，RC吸收电路中，电容也有一个最佳取值，其大小对辐射测试结果影响很大。
06 方案合并
将EMI滤波器（选择了231，是因为额定直流电流相比421更大）和RC电路（10Ω+2200pF）合并到产品上，再行测试，堪称完美！至此，辐射整改完成。
图17 最终测试结果 231+10Q+2200pF
07 原理探究
①右手螺旋定则
图19 右手螺旋定则的两种形式
图20 直导域的磁力线分布
右手定则可用于快速判断直导线和螺线管的磁力线方向。
对于螺线管而言（图右），让4个手指弯曲的方向与电流方向一致，伸直大拇指，则大拇指的方向即为磁力线（磁场）方向
对于通电直导线而言，让大拇指指向电流方向，则其余4个手指弯曲的方向即为磁场方向，如图18所示，直导线的磁力线分布是以导线为轴线的无数个同心圆组成，越靠近轴心，磁力线越密集。由于使用的介质是导磁性很差的空气，因此磁力线杂散分布在一个非常大的空间范围内，感应磁场B也很小。
②磁环原理
将磁环扣到电源线上的形态如图20所示，产品工作时，将会有两种形式的电流存在：差模电流和共模电流。ID是差模电流，在两根线上大小相同但方向相反；IC是共模电流，在两根线上大小、方向均相同。
图20 磁环的使用和原理
这两种电流同时存在于整段导线中，但为了便于说明问题，将其分别独立放置在左侧（共模电流） 和右侧（差模电流）。若将磁环从中间剖开，则共模电流（左侧）均是垂直纸面向里+；而差模电流（右侧）的一支垂直纸面向里+，另一支垂直纸面向外 。
对共模电流的影响
现在来研究左侧的磁场分布情况。分别对两根导线使用右手螺旋定则可以发现，两根导线的磁场均为顺时针方向，即磁场是互相增强的。与图18稍有不同，由于铁氧体磁环的导磁率很高，为磁路提供了低阻的通路（可类比电流的特性），因此大部分磁力线都被限制在磁环内部，只有极少的磁力线“逃逸”，相比单纯把两根导线放在空气中的情况，磁环为两根导线提供 了磁场强耦合并产生了比原来大得多的感应磁场B。
简言之，一方面，磁环使得两个磁场互相叠加；另一方面限制了磁力线的分布范围，后者可以减小辐射产生，那磁场叠加有什么作用？
对比电源线增加磁环前后的情况，对其中一根导线而言，变化同样的电流Δi，感应磁场变化ΔB比原来更大了，在截面积S和匝数N不变的情况下，电感L也会比之前大。
电感的一个重要特性便是“减缓电流变化 Δi/Δt ”，而辐射恰恰是过大的Δi/Δt 造成的，因此 磁环抑制共模辐射干扰的原理便在此。
辐射能量不会凭空消失，变化共模干扰电流将会在磁环内部激发出变化的磁场，变化的磁场又会激发出感应电压，感应电压又会产生涡流，涡流会最终被磁环内部的等效电阻消耗，以热能形式耗散。
对差模电流的影响
同样的分析可以应用在差模电流的情况，唯一不同的是，两根导线的磁场分布是相反的，磁场互相抵消，由于导线中的电流大小相等，产生的磁场H大小相同，在互相靠近的情况下，在磁环内的两个感应磁场大小相同、方向相反，因此合成之后的感应磁场B几乎为0，对任意一根导线而言，相当于是一段“无感导线”，对差模电流不会产生任何抑制作用。
有了之前的分析基础，再结合右手螺旋定则，我们可以很容易地对图21的两种情况作出结论：
图21 共模电流和差模电流分别流过共模电感
图22 漏感的形成
理论上，共模电感对共模电流表现为感性，而对差模电流则表现出“无感”。然而实际和理论总有些许出入，因为共模电感存在一定的漏感当两支差模电流在磁环中激发出两个方向相反大小相等地感应磁场时，理想情况下应该全部集中在磁环中并互相抵消，但事与愿违：总有一小部分磁力线从磁环中逃散，经过空气形成闭环（红色椭圆），这部分磁力线（磁通） 无法互相抵消。
这将产生一个串联的“小电感”，这样一来，共模电感 将对差模电流也有一定的阻碍作用，相当于在共模电感的两个绕组中各串入了一个小电感Lk’和 Lk’’，它们彼此独立， 并且不存在共模电感两个绕组之间的耦合关系，又因为它们是串联在差模电流回路中，因此等效于单个Lk电感（Lk’+Lk’’）。
这个漏感的存在并非是坏事，因为其对于差模电流干扰是有抑制效果的，也正因为如此，很多产品的电源输入级特意省掉了差模电感，其原因就在于共模电感的漏感可以充当差模电感。
图23 共模电感的等效模型
匝数的影响
众所周知，共模电感的匝数越多，感量越大，按道理来说对共模干扰电流的抑制也会越强烈，对抗辐射也越有利，然而事实真的如此吗？
当共模电感匝数过多时，匝间电容无法被忽略并且开始发挥作用。依据平行板电容公式可以定性分析问题：对于同一个铁氧体磁环，感量越大，绕制的匝数 也会越多，匝与匝间距 d 也会越小，这将导致匝间电 容增大。
图24 共模电感匝间电容
如图22所示，对于第1匝而言，其与第2匝之间存在一个匝间电容电容C12，不仅如此，其与第3匝、第4匝之间还存在C13 和C14，这些电容通过各种途径并联在一起， 这还只是分析了其中一匝，若将其他所有匝间电容叠加起来，总的等效电容会相当可观。
于是，会有一部分共模干扰电流流经电容而不受共模电感的抑制作用而对外辐射导致共模电感失效（红色电流路径），因此在很多场合，需要感量很大的共模电感但又不得不考虑匝间电容的场合，会使用两个或以上的共模电感串联使用形成两级或多级滤波。
工字电感 VS 屏蔽电感
既然已经说到了磁力线分布，顺带说一下工字电感与屏蔽电感的不同之处。
利用右手螺旋定则可以很方便地判断磁场方向， 而分析两种器件的物理结构可以很容易画它们的磁力线分布。
屏蔽电感等效于一个套上铁氧体外壳的工字电感， 其与工字电感的磁路不同，它的铁氧体外壳极大地限制了磁力线的分布范围，同样条件下干扰和辐射要比工字电感小得多。
工字电感的磁路只能经由空气形成闭合的磁力线，磁力线将在周围很大一部分空间范围分布，容易导致干扰和辐射问题。
工字电感之所以没被淘汰，其一是因为价格低廉，再者因为磁路上的气隙非常长（空气），即使流过大电流也不容易饱和，因此工字电感往往感量可以做得很大，而屏蔽电感感量一般很少上mH级别，又因为比较封闭，散热条件不及工字电感，综合看来，它们一时间也难分高下，具体使用谁，完全取决于工程师的取舍。
