问一个相控阵天线单元互耦的问题
例如，某无源相控阵雷达天线，当扫描角达到45度时，从主馈线测量的驻波比可能是6-7.这就意味这整个雷达系统的威力大大下降。
我的问题是，对于有源相控阵雷达天线，即每个单元天线都对应着一个TR组件，相位差关系由频率合成器控制，则每个单元天线，都对应各自的驻波比，当扫描角度较大时，是否存在类似的驻波比恶化的情况？
有没有人做过类似的仿真或者实测？
大角度扫描时的有源驻波大，不论是有源阵还是无源阵都是一样的。因为这个问题是天线单元本身的问题，而和后面接的电路无关。因为无论有源阵和无源阵，每个天线单元端口后面接的电路都是一样的，即传输线。
其实你所说的主线驻波达到6~7，起根本原因是由于该主线上各个单元驻波达到6~7造成的。
另外如果你们的雷达天线单元扫描到45度，驻波达到6~7，如果不满足指标要求，说明你们的设计上就有问题，往往是单元间距偏大造成的。
大倾角情况下，临近单元coupling变得更加严重，各单元本身就已经失配了，驻波变大是必然的，间距关系不是主要的。
小小建议如下：
1）如果单纯仿真，馈电设计时应该就考虑小倾角和大倾角都有比较好的pattern、驻波，两者取平衡，也就是稍牺牲小倾角下的performance。
2）单元可以考虑内嵌在有一定高度的cavity内，降低大倾角扫描下彼此的coupling。
也没遇到vswr大到6～7的时候吧。
谢谢，相控阵雷达天线单元互耦造成失配进而影响整个系统威力的问题，很难找到专门研究的资料和书籍。天线理论书籍和雷达原理书籍都没找到特定的章节。
我说的驻波达到6-7的例子是无源相控阵雷达天线，今天测量了有源相控阵的情况，仅仅就vswr而言，每个单元天线在不同的扫描角度时，变化很小，平均值和单独测量没有耦合时的结果非常接近，基本看不到耦合的影响。怀疑自己的测量方法问题，再研究吧。
1）单元之间的耦，例如S21参量，并不会随扫描角度的变化而变化。
2）单元间距在扫描驻波的变化中起到了至关重要的作用，因为单元间距越大，栅瓣更容易出现，而栅瓣出现时，主波束的指向上往往就是扫描零点的位置。
3）单元的阵中方向图或者说有源方向图和其扫描驻波是紧密相关的，可以用G（theta,phi）=4*pi/lambda^2*(1-garma(theta,phi)^2)表示。因此不能分开优化单元方向图和扫描驻波
4）强烈反对“减小耦合”的说法，单元之间的耦合对天线的设计具有很多好处，例如在小单元间距较强耦合的条件下，可以获得更宽的宽扫描角度匹配和带宽。
1）你测的很有可能是无源的VSWR而不是有源VSWR，
2）相控阵天线的耦合问题的参考文献如下：
[1] 相控阵天线，《国外电子技术》1974年增刊，国外电子技术编辑部, p90-92
[2] Wasylkiwskyj W，Kahn W K, Theory of mutual coupling among minimum-scattering antennas, IEEE Transactions on Antenna and Propagation. 1970, 18: 204-216.
[3] Wheeler H A, The Grating-Lobe Series for the Impedance Variation in a Planar Phased-Array Antenna. IEEE Transactions on Antenna and Propagation. 1966, 14: 707-714.
[4] Hansen R C, Phased array Antennas, New York : Wiley, 1998.
[5] Edelberge S, Oliner A A, Mutual coupling effects in large antenna arrays-Part 1--Slot arrays. IEEE transaction on antenna and propagation, 1960, 8; 286-297.
[6] Wheeler H A, The radiation resistance of an antenna in an infinite array or waveguide, IRE transaction on antenna and propagation, 1956, 36; 478-487.
[7] Hannan P W, The element-gain paradox for a phased-array antenna. IEEE transaction on antenna and propagation. 1964, 12; 423-433.
[8] Amitay N, Galindo V, Wu C P, 陆雷译, 相控阵天线理论与分析, 北京：国防工业出版社, 1978.
[9] 郭燕昌，钱继曾，黄富雄，冯祖伟, 相控阵和频率扫描天线原理, 北京：国防工业出版社, 1978.
[10] Knittel G H, Hessel A, Oliner A A, Element pattern null in phased array and their relation to guided wave, Proceeding of the IEEE, 1968, 56; 1822-1836
在扫描零点的时候会出现这种问题。
我觉得似乎有个误区，
无源的话，只有一个信号源，所以尽管S21不变，但是多个S21叠加的效果是不一样的，因为相位起了作用
应该是测的有问题
btw 参考文献不错啊。
恭喜你答对了
这就是我一直搞不清楚的问题。
有源的时候，每个单元都是独立的信号源，目前正在测试的就是这种情况，各个馈源入射和反射采样出来的数值计算驻波比，不同的天线单元，不同的扫描角度，得到的驻波比和单独用网分测试的结果是基本一致的，看不出互耦对驻波、匹配的影响（对方向图的影响，通过测试和仿真证明是有的）。
无源的时候，是一个单独的总馈源，利用功分器和移相器实现相位控制，那么从总馈源看进去，S21是否受到各个单元支路合成时相位不一致的影响呢？在工程实践中，无源相控阵雷达对大方向扫描的时候威力下降是事实，有源不清楚。
如果结果是肯定的，这点是否可以看成有源相控阵雷达天线相对于无源相控阵雷达天线的优点？
耦合的问题，对于有源和无源是一样的，无源阵存在大角度扫描时驻波大和扫描增益下降严重的问题，有源阵也一样。而有源阵相对与无源阵的优势在于其射频功率不会大量损耗在功分网络上，因此辐射效率和和噪声特性都很高。
按你的说法，我估计你的测量方法是用多端口矢网分别测量各个天线单元各自的反射系数，那么实际上测量的就是S11~Snn。这个东西当然不会随扫描角度的变化而变化。但是相控阵天线，从天线单元的端口看进去是一个多端口网络，工作的时候所有端口都有入射波激励，此时，某个天线端口的反射波就不仅仅是S11*a1那么简单，而应该是b1=S11*a1+S12*a2……S1N*an，而有源反射系数为garma_active=b1/a1=S11+S12*a2/a1……S1N*an/a1。耦合的作用也就体现在这个公式中的后面几项。要注意，在天线扫描过程中，S12……S1N是不变的，而变的是a2……an和a1的相对比值和相位，因此如果天线波束指向法线方向时天线单元是有源匹配的，那么当天线扫描到大角度后，就不一定匹配了。
设计的时候，每个单元天线都预留了端口，可以通过耦合器取样监控天线端口处的入射功率和反射功率。
测量时，整个阵列处在正常发射状态，选择任意一个单元，改变阵列扫描方向，用频谱仪连接耦合器，测量入射和反射功率，计算得到的驻波比。
n个单元，m个波位，测量出的n*m个驻波比没有太大的区别，和没有加大功率，采用网分测试单个单元的结果一致。
是否是测量方法是有问题？
测试的时候，是不是每个天线单元都接了定向耦合器？
是的
天线发射的时候是脉冲发射方式吗？
对你的1）不太明白；
有了指标就能大致确定间距，利用栅瓣的所谓相控阵没见过；
我没说优化单元的情况，前面一直是考虑的阵；
只是他这么大的驻波觉得很奇怪，所以建议阵子放到内腔试试。
是脉冲发射的
对于1），可以把天线阵看成是一个N端口网络，类似于S21这样的网络参数是不会随激励的变化而变化的，这个是S参数的定义决定的。
有了指标就能大致确定间距，的确如此，但是单元间距应该留多大余量是需要在仔细考虑天线单元电磁特性后决定的，而不是简单的以不出栅瓣作为标准的。另外，我也没有说要利用栅瓣。
大的驻波也是很正常的，扫描零点就是这样产生的。天线阵的扫描零点的角度就对应于大有源驻波的扫描角度。
因为没有看到你的天线阵的具体形式，包括单元形式，单元间距，馈电网络和测量方法等，所以很难判断问题在什么地方，但是我觉得有一下几个问题需要注意
1）关于脉冲信号幅度的测量。用频谱仪测量脉冲信号需要选择合适的中频带宽，以滤出载频
2）你的整体测量方法是对的，但是不知道你脉冲的带宽是否和天线阵的口径渡越时间相当
3）如果馈电网络是非隔离形式的功分器，那么问题会复杂很多
4）这么大的天线阵，这么大的功率，在这样的电磁环境下测量真是辛苦你了。
现在怎么样
对这个比较关注
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