如何借助差分接口改善射频收发器性能

传统收发器设计中，50 Ω单端接口广泛用于射频和中频电路。当电路进行互连时，应全部具有匹配的50 Ω输出和输入阻抗。然而在现代收发器设计中，差分接口常用在中频电路中以获得更好的性能，但实际设计过程中，工程师需要处理几个常见问题，包括阻抗匹配、共模电压匹配以及复杂的增益计算。了解发射机和接收机中的差分电路对优化增益匹配和系统性能很有帮助。差分接口优势差分接口有三大主要优势。首先，差分接口可抑制外部干扰和接地噪声。其次，它可以抑制偶次阶输出失真。这对于零中频(ZIF)接收机非常重要，因为出现在低频信号中的偶次阶成分无法滤除。第三，输出电压可达到单端输出的两倍，从而将给定电源上的输出线性度提高6 dB。本文论述三种情况下的接口解决方案：ZIF接收机、超外差式接收机和发射机。这三种架构广泛用于射频拉远单元(RRU)、数字直放站和其他无线测试仪器中。ZIF接收机接口设计和增益计算在零中频(ZIF)接收机设计中，IF信号是复信号，直流和低频率信号来提供有用信息。典型解调器在驱动200 Ω至450 Ω负载时可提供最佳性能，同时ADC驱动器的输入阻抗一般并非50 Ω，因此设计系统时采用直流耦合很重要也很困难。图1显示了一个ZIF接收机配置，它使用两个低噪声放大器(LNA) ADL5523 一个400MHz至6000MHz正交I/Q解调器ADL5380、一个作为本振(LO)的宽带频率合成器ADF4350以及一个双通道数字可编程可变增益放大器(VGA)AD8366。表1显示了相关ADL5380接口和增益参数。

图1. ZIF接收机框图表1.ADL5380接口和增益参数

与具有217 Ω差分输入阻抗的AD8366接口时，ADL5380具有5.9 dB电压增益和–0.5 dB功率增益[5.9 dB – 10log (217/50)]。为获得最佳性能，将ADL5380 ADJ引脚连接至VS，使ADL5380与AD8366间的共模电压设置为2.5 V。在ADL5380与AD8366间放置具有0.5 dB插入损耗的差分四阶巴特沃兹低通滤波器，以便抑制噪声和高频干扰成分。虽然滤波器会输入和输出阻抗并不匹配，但在基带频率下这些不匹配是可以忽略的。表2.AD8366接口和增益参数

AD8366的共模输出电压可设置为2.5 V；当VCM保持浮空时其线性度最佳。遗憾的是，AD6642在0.9 V共模输入电压(0.5 × AVDD)下具有最佳性能。由于AD8366的共模输出电压必须介于1.6 V与3 V之间，因此AD6642 VCM和AD8366 VCM引脚无法直接连接，必须使用电阻将AD8366共模输出电压分压至0.9 V。为获得最佳性能，AD8366应驱动200Ω载。要实现所需的共模电平和阻抗匹配，可在AD8366后添加63 Ω串联电阻和39 Ω并联电阻。这一电阻网络将使信号功率衰减4 dB。AD8366的输出摆幅可达6 V p-p，但电阻网络提供的4 dB衰减使AD6642得到的电压限于2.3 V p-p，避免了较大干扰尖峰或增益的失控对ADC带来损害。在AD8366与AD6642间放置具有1.5 dB插入损耗的差分六阶巴特沃兹低通滤波器，可以滤除高频干扰成分。I或者Q通道的完整差分接口如图2所示。

图2.ZIF接收机接口框图和仿真滤波器特性为保留足够的余量来应付整个温度范围内的增益变化，AD8366在正常模式下的增益设置为16 dB。采用这种配置，整个信号链的增益如下：5.9 dB – 10log (217/50) – 0.5 dB + 16 dB – 10log (200/217) – 1.5 dB – 4 dB = 9.9 dB.在ADL5380之前以级联方式插入的两个LNA实现了32 dB的射频增益。由于模数转换器被配置为2 V p-p满幅摆幅和78 Ω等效输入阻抗，它可以接收最大–34 dBm的单音RF输入信号。如果输入信号是具有10 dB峰均比(PAR)的调制信号，在不改变VGA设置情况下，接收机可以接收的最大输入信号为－41dBm。换言之，电压增益可用于计算信号链链路预算。当输入端口阻抗等于输出端口阻抗时，电压增益等于功率增益。整个信号链的电压增益为：32 dB + 5.9 dB – 0.5 dB + 16 dB – 1.5 dB – 8 dB = 43.9 dB.对于单音信号输入，要获得2 V p-p摆幅范围，正确的输入功率为：8 dBm – 43.9 dB + 10log (78/50) = –34 dBm.用电压增益计算的结果与功率增益计算出结果是相同的。某些应用中，ADL5380可能需要直接连接至AD6642，这种情况下，可为AD6642差分输入添加500 Ω电阻以改善匹配。ADL5380电压增益为6.9 dB，且具有与AD8366相同的共模问题。所以应使用160 Ω串联电阻和100 Ω并联电阻来实现500 Ω负载和所需的共模电压。同样，电阻网络可将电压增益衰减8 dB（功率则衰减4 dB）。在ADL5380与AD6642间放置具有1.5 dB插入损耗的低通滤波器，从而滤除干扰频率成分。整个链路的输入阻抗为50 Ω，输出阻抗为500 Ω。采用这种配置，整个信号链的增益如下：6.9 dB – 10log (500/50) – 1.5 dB – 4 dB = –8.6 dB.超外差式接收机接口设计和增益计算超外差式接收机设计中，系统使用交流耦合，因此设计超外差接收机电路时不必考虑直流共模电压匹配。许多混频器，例如ADL535x和ADL580x，具有200 Ω的差分输出阻抗，因此不同输出阻抗呈现不同功率增益和电压增益。图3显示了超外差式接收机的一个通道，该器件采用以下元件：低噪声放大器ADL5523具有LO缓冲器、IF放大器和RF巴伦的双通道平衡混频器ADL5356；带通或者低通滤波器；双通道、超低失真IF VGAAD8376另一个低通或者带通抗混叠滤波器；双通道IF接收机AD6642

图3.超外差式接收机框图（仅显示一个通道）该设计使用140MHz 中频和20MHz带宽，因此器件连接时可采用交流耦合。AD5356在200 Ω负载下具有最佳性能，而AD8376的输入阻抗为150 Ω。因此，为了抑制混频器输出杂散并提供良好的阻抗匹配，差分LC滤波器必须具有200 Ω的输入阻抗和150 Ω的输出阻抗。在某些应用中，需要通过过渡带极窄滤波器抑制频带外信号，可使用差分SAW滤波器来实现，但这会给接收机信号链引入过大的损耗和群延迟。四阶差分带通巴特沃兹滤波器可适合许多无线接收机，因为前端RF滤波器可以为带外干扰提供足够的衰减。表3. ADL5356和AD8376接口和增益参数

AD8376的电流输出型电路具有高输出阻抗，因此其差分输出需要接150 Ω电阻实现电压输出。另一个差分滤波器放置在AD8376和ADC之间，用于衰减二阶和三阶谐波失真成分，因此该150 Ω负载可以被分成两部分。首先将300 Ω电阻安装于AD8376的输出端。另一个300 Ω电阻由两个165 Ω电阻和ADC的3 kΩ输入阻抗构成。两个165 Ω电阻同时为ADC输入提供直流共模电压。LC滤波器的输入和输出阻抗均为300 Ω。对于高中频应用，信号源和负载的阻抗的完美匹配是非常重要的。完整接口如图4所示。

图4.超外差式接收机接口框图和滤波器仿真结果此接收机中，混频器之前放置一个20 dB LNA。混频器之后的滤波器具有2 dB插入损耗；AD8376与ADC之间的滤波器具有1.2 dB插入损耗。AD8376增益设置为14 dB，以便提供足够的余量来应对温度变化。接收机的总体增益为：20 dB + 8.2 dB – 2 dB + 14 dB – 1.2 dB = 39 dB.为将ADC输入电压限制在2 V p-p以下，传输到150 Ω电阻(300 Ω || (165 Ω × 2) || 3 k Ω)的功率应小于5.2 dBm。因此对于单音信号，接收机最大输入功率为–33.8 dBm。如果输入信号是10 dB PAR调制信号，使用此增益设置的最大输入信号为–40.8 dBm。发射机接口设计和增益计算对于发射通道设计，ZIF和超外差式架构具有相似的接口特性，均需要在TxDAC与调制器间执行直流耦合。大多数调制器的中频输入电路需要外部提供直流偏置；TxDAC输出可为直流耦合模式下的调制器提供直流偏置。大多数高速DAC是电流输出架构，因此需要外输出电阻才能为调制器产生输入电压。图5显示了超外差式或ZIF发射机，该器件采用以下元件：TxDACAD9122、低通滤波器、正交调制器ADL537x、另一个RF滤波器、频率合成器ADF4350、数字控制VGAADL5243、功率放大器、用于控制功率放大器(PA)栅极电压的DACAD562x.

图5.发射机框图对于AD9122，满量程输出电流可设置在8.66 mA与31.66 mA之间。对于大于20 mA的满量程电流，无杂散动态范围(SFDR)会变差，但DAC的输出功率和ACPR也随着满量程电流降低而减小。适当折衷的方案是将20 mA交流电流叠加于10 mA直流电平上，得到0 mA至20 mA的电流输出。表4.AD9122和ADL5372接口和增益参数

ADL5372的输入电路需要0.5 V共模电压，由流经50 Ω电阻的10 mA直流电流提供。0 mA至20 mA交流电流由两个50 Ω电阻和一个100 Ω电阻共享。因此调制器输入的交流电压为20 mA × ((50 × 2) || 100) = 1 V p-p。TxDAC与调制器之间的滤波器用于去除高频杂散和谐波成分。滤波器的输入和输出阻抗为100 Ω。完整接口如图6所示。

图6.直流耦合发射机IF接口框图和滤波器仿真结果采用50 Ω输出时，ADL5372的电压转换增益为0.2 dBm。使用13 dB PAR调制器信号时，平均功率必须至少减小15 dB，以便适应Tx数字预失真过程。ADL5372具有1 V p-p单音输入时，平均调制器输出功率为7.1 dBm – 2.9 dB = 4.2 dBm。如果考虑低通滤波器的2.2 dB插入损耗，平均输出功率为4.2 dBm – 2.2 dB = 2 dBm。这种状态下，调制器输出端平均输出功率为-10dBm。为了保证发射链路提供11 dBm平均发射功率，Tx信号链内后端需要具有26 dBm 的P-1dB的PA驱动器。如果需要2 dB插入损耗的RF滤波器以抑制LO馈通和调制器边带输出，那么增益模块和PA驱动器必须提供23 dB的总增益。针对此应用，建议使用具有集成式增益模块、数字控制衰减器和PA驱动器的VGA ADL5243。结束语本文介绍了ZIF和超外差式接收机解调器、IF VGA、混频器和ADC模拟端口差分设计，以及TxDAC与FMOD之间的发射机差分接口，其中均使用ADI器件作为信号链有源部分。另外还提供了设计用于这些电路的应用滤波器的增益计算和仿真结果。本振差分接口设计以及其他相关设计详情请参阅以下参考文献。参考文献Circuit Note CN-0018, Interfacing the ADL5372 I/Q Modulator to the AD9779A Dual-Channel, 1 GSPS High-Speed DAC.Circuit Note CN-0134, Broadband Low Error Vector Magnitude (EVM) Direct Conversion Transmitter.Calvo, Carlos. “The differential-signal advantage for communications system design.” EE Times.本文来源：ADI官网